Beregning af transistor som switch

Selvom transistorer (BJT'er) populært anvendes til fremstilling af forstærkerkredsløb, kan disse også effektivt bruges til at skifte applikationer.

En transistorafbryder er et kredsløb, hvor transistorens kollektor er tændt / slukket med relativt større strøm som reaktion på et tilsvarende skiftende lavstrøm ON / OFF-signal ved sin basemitter.

Som et eksempel følgende BJT-konfiguration kan bruges som switch til invertering af et indgangssignal til et computerlogisk kredsløb.

Her kan du finde ud af, at udgangsspændingen Vc er modsat det potentiale, der anvendes over transistorens base / emitter.

Basen er heller ikke forbundet med nogen fast DC-kilde i modsætning til forstærkerbaserede kredsløb. Samleren har en jævnstrømskilde, der svarer til systemets forsyningsniveauer, for eksempel 5 V og 0 V i denne computerapplikation.

Vi vil tale om, hvordan denne spændingsinversion kunne designes for at sikre, at driftspunktet skifter korrekt fra afskåret til mætning langs belastningslinjen som vist i følgende figur:

For det nuværende scenario har vi i ovenstående figur antaget, at IC = ICEO = 0 mA, når IB = 0 uA (en god tilnærmelse med hensyn til forbedring af konstruktionsstrategier). Lad os desuden antage, at VCE = VCE (sat) = 0 V, i stedet for det sædvanlige niveau 0,1 til 0,3 V.

Nu, ved Vi = 5 V, tænder BJT TIL, og designovervejelsen skal sikre, at konfigurationen er meget mættet med en størrelse af IB, som kan være mere end den værdi, der er forbundet med IB-kurven set tæt på mætningsniveauet.

Som det kan nævnes i ovenstående figur, kræver disse betingelser, at IB er større end 50 uA.

Beregning af mætningsniveauer

Samlermætningsniveauet for det viste kredsløb kan beregnes ved hjælp af formlen:

IC (sat) = Vcc / Rc

Størrelsen af ​​basestrømmen i det aktive område lige før mætningsniveauet kan beregnes ved hjælp af formlen:

IB (max) ≅ IC (sat) / βdc ---------- Ligning 1

Dette indebærer, at følgende betingelse skal være opfyldt for at implementere mætningsniveauet:

IB> IC (sat) / IC (sat) / βdc -------- Ligning 2

I den ovenfor diskuterede graf, når Vi = 5 V, kan det resulterende IB-niveau evalueres i følgende metode:

Hvis vi tester ligningen 2 med disse resultater, får vi:

Dette synes at være helt tilfredsstillende den krævede tilstand. Ingen tvivl om, at enhver værdi af IB, som er højere end 60 uA, får lov til at komme ind over Q-punktet over belastningslinjen, der ligger ekstremt tæt på den lodrette akse.

Med henvisning til BJT-netværket vist i det første diagram, mens Vi = 0 V, IB = 0 uA, og antager IC = ICEO = 0 mA, vil spændingsfaldet, der forekommer over RC, være som i formlen:

VRC = ICRC = 0 V.

Dette giver os VC = +5 V for det første diagram ovenfor.

Ud over computerlogoc-skifteapplikationer kan denne BJT-konfiguration også implementeres som en switch, der bruger de samme ekstreme punkter i belastningslinjen.

Når mætning finder sted, har den aktuelle IC tendens til at blive ret høj, hvilket svarer til, at spændingen VCE falder til et laveste punkt.

Dette giver anledning til et modstandsniveau på tværs af de to terminaler som vist i følgende figur og beregnet ved hjælp af følgende formel:

R (sat) = VCE (sat) / IC (sat) som angivet i følgende figur.

Hvis vi antager en typisk gennemsnitsværdi for VCE (sat) som 0,15 V i ovenstående formel, får vi:

Denne modstandsværdi på tværs af kollektoremitterterminalerne ser ret lille ud sammenlignet med en seriemodstand i kilo ohm ved BJT's samlerterminaler.

Nu, når indgangen Vi = 0 V, afbrydes BJT-omskiftningen, hvilket får modstanden over kollektoremitteren til at være:

R (cutoff) = Vcc / ICEO = 5 V / 0 mA = ∞ Ω

Dette giver anledning til en situation med åbent kredsløb over kollektoremitterterminalerne. Hvis vi betragter en typisk værdi 10 uA for ICEO, vil værdien af ​​afskæringsmodstanden være som angivet nedenfor:

Rcutoff = Vcc / ICEO = 5 V / 10 uA = 500 k Ω

Denne værdi ser betydeligt stor ud og svarer til et åbent kredsløb for de fleste BJT-konfigurationer som en switch.

Løsning af et praktisk eksempel

Beregn værdierne for RB og RC for en transistoromskifter konfigureret som en inverter nedenfor, forudsat at ICmax = 10mA

Formlen til at udtrykke samlermætning er:

ICsat = Vcc / Rc

MA 10 mA = 10 V / Rc

∴ Rc = 10 V / 10 mA = 1 kΩ

Også ved mætningspunkt

IB ≅ IC (sat) / βdc = 10 mA / 250 = 40 μA

For garanteret mætning lad os vælge IB = 60 μA og ved hjælp af formlen

IB = Vi - 0,7 V / RB, får vi

RB = 10 V - 0,7 V / 60 μA = 155 kΩ,

Afrunding af ovenstående resultat til 150 kΩ og evaluering af ovenstående formel får vi igen:

IB = Vi - 0,7 V / RB

= 10 V - 0,7 V / 150 kΩ = 62 μA,

siden IB = 62 μA > ICsat / βdc = 40 μA

Dette bekræfter, at vi skal bruge RB = 150 kΩ

Beregning af skiftende transistorer

Du finder specielle transistorer kaldet skiftetransistorer på grund af deres hurtige omskiftningshastighed fra et spændingsniveau til et andet.

Den følgende figur sammenligner tidsperioderne symboliseret som ts, td, tr og tf med enhedens kollektorstrøm.

Effekten af ​​tidsperioderne på kollektorhastighedsresponsen defineres af kollektorstrømresponsen som vist nedenfor:

Den samlede tid, der kræves for transistoren til at skifte fra 'fra' til 'til' -tilstand, symboliseres som t (til) og kan fastlægges med formlen:

t (til) = tr + td

Her identificerer td den forsinkelse, der sker, mens indgangskoblingssignalet ændrer tilstand, og transistorudgangen reagerer på ændringen. Tiden tr angiver den endelige skifteforsinkelse fra 10% til 90%.

Den samlede tid taget af en bJt fra en tændt tilstand til slukket tilstand er angivet som t (fra) og udtrykt ved formlen:

t (fra) = ts + tf

ts bestemmer lagringstiden, mens tf identificerer faldtiden fra 90% til 10% af den oprindelige værdi.

Henvis til ovenstående graf for et generelt formål BJT, hvis kollektorstrømmen Ic = 10 mA, kan vi se, at:

ts = 120 ns, td = 25 ns, tr = 13 ns, tf = 12 ns

hvilket betyder t (on) = tr + td = 13 ns + 25 ns = 38 ns

t (fra) = ts + tf = 120 ns + 12 ns = 132 ns